最簡單的短路保護電路圖（一）

簡易交流電源短路保護電路

交流電源電壓正常時，繼電器吸合，接通負載（Rfz）回路。當負載發(fā)生短路故障時，KA兩端電壓迅速下降，KA釋放，切斷負載回路。同時，發(fā)光二極管VL點亮，指示電路發(fā)生短路。

最簡單的短路保護電路圖（二）

這是一個自鎖的保護電路，短路時：Q3極被拉低，Q2導通，形成自鎖，迫使Q3截止，Q3截至后面負載沒有電壓，這時有沒有負載已經(jīng)沒有關系了，所以即使拿掉負載也不會有輸出。要想拿掉負載后恢復輸出，可以在Q3得CE結上接一個電阻，取1K左右。

C2和c3很重要，在自鎖后，重啟電路就靠這兩個電容，否則啟動失敗。原理是上電時，電容兩端電壓不能突變，C2使得Q2基極在上電瞬間保持高電平，使得Q2不導通。C3則使得上電瞬間Q3基極保持低電平，使得Q3導通Vout有電壓。這樣R5位高電平，鎖住導通。

最簡單的短路保護電路圖（三）

缺相保護電路

由于電網(wǎng)自身原因或電源輸入接線不可靠，開關電源有時會出現(xiàn)缺相運行的情況，且掉相運行不易被及時發(fā)現(xiàn)。當電源處于缺相運行時，整流橋某一臂無電流，而其它臂會嚴重過流造成損壞，同時使逆變器工作出現(xiàn)異常，因此必須對缺相進行保護。檢測電網(wǎng)缺相通常采用電流互感器或電子缺相檢測電路。由于電流互感器檢測成本高、體積大，故開關電源中一般采用電子缺相保護電路。圖5是一個簡單的電子缺相保護電路。三相平衡時，R1～R3結點H電位很低，光耦合輸出近似為零電平。當缺相時，H點電位抬高，光耦輸出高電平，經(jīng)比較器進行比較，輸出低電平，封鎖驅(qū)動信號。比較器的基準可調(diào)，以便調(diào)節(jié)缺相動作閾值。該缺相保護適用于三相四線制，而不適用于三相三線制。電路稍加變動，亦可用高電平封鎖PWM信號。

圖5 三相四線制的缺相保護電路

圖6是一種用于三相三線制電源缺相保護電路，A、B、C缺任何一相，光耦器輸出電平低于比較器的反相輸入端的基準電壓，比較器輸出低電平，封鎖PWM驅(qū)動信號，關閉電源。比較器輸入極性稍加變動，亦可用高電平封鎖PWM信號。這種缺相保護電路采用光耦隔離強電，安全可靠，RP1、RP2用于調(diào)節(jié)缺相保護動作閾值。

圖6 三相三線制的缺相保護電路

最簡單的短路保護電路圖（四）

IGBT短路保護的實用電路

圖7是利用IGBT過流時Vce增大的原理進行保護的電路，用于專用驅(qū)動器EXB841。EXB841內(nèi)部電路能很好地完成降柵及軟關斷，并具有內(nèi)部延遲功能，以消除干擾產(chǎn)生的誤動作。含有IGBT過流信息的Vce不直接送至EXB841的集電極電壓監(jiān)視腳6，而是經(jīng)快速恢復二極管VD1，通過比較器IC1輸出接至EXB841的腳6，其目的是為了消除VD1正向壓降隨電流不同而異，采用閾值比較器，提高電流檢測的準確性。如果發(fā)生過流，驅(qū)動器EXB841的低速切斷電路慢速關斷IGBT，以避免集電極電流尖峰脈沖損壞IGBT器件。

圖7 采用IGBT過流時Vce增大的原理進行保護

圖8是利用電流傳感器進行過流檢測的IGBT保護電路，電流傳感器（SC）初級（1匝）串接在IGBT的集電極電路中，次級感應的過流信號經(jīng)整流后送至比較器IC1的同相輸入端，與反相端的基準電壓進行比較，IC1的輸出送至具有正反饋的比較器IC2，其輸出接至PWM控制器UC3525的輸出控制腳10。不過流時，VA《Vref，VB=0.2V，VC《Vref，IC2輸出低電平，PWM控制器正常工作。

（a） 電路原理圖

（b） PWM控制電路的輸出驅(qū)動波形圖

圖8 利用電流傳感器進行過流檢測的IGBT保護電路

當出現(xiàn)過流時，電流傳感器檢測的整流電壓升高，VA》Vref，VB為高電平，C3充電使VC》Vref，IC2輸出高電平（大于1.4V），關閉PWM控制電路。因無驅(qū)動信號，IGBT關閉，而電源停止工作，電流傳感器無電流流過，使VA《Vref，VB=0.2V，C3經(jīng)R1放電，當C3放電到使VC《Vref時，IC2又輸出低電平，電源重新進入工作狀態(tài)，如果過流繼續(xù)存在，保護電路又回復到原來的限流保護工作狀態(tài)，反復循環(huán)使PWM控制電路的輸出驅(qū)動波形處于間隔輸出狀態(tài)，如圖8（b）所示波形。電位器RP1調(diào)整比較器過流動作閾值。電容器C3經(jīng)D5快速充電，經(jīng)R1慢速放電，只要合理地選擇R1，C3的參數(shù)，使PWM驅(qū)動信號關閉時間t2》》t1，可保證電源進入睡眠狀態(tài)。正反饋電阻R7保證IC2只有高、低電平兩種狀態(tài)，D5，R1，C3充放電電路，保證IC2輸出不致在高、低電平之間頻繁變化，即IGBT不致頻繁開通、關斷而損壞。

圖8 利用電流傳感器進行過流檢測的IGBT保護電路圖9是利用IGBT（V1）過流集電極電壓檢測和電流傳感器檢測的綜合保護電路，電路工作原理是：負載短路（或IGBT因其它故障過流）時，V1的Vce增大，V3門極驅(qū)動電流經(jīng)R2，R3分壓器使V3導通，IGBT柵極電壓由VD3所限制而降壓，限制IGBT峰值電流幅度，同時經(jīng)R5C3延遲使V2導通，送去軟關斷信號。另一方面，在短路時經(jīng)電流傳感器檢測短路電流，經(jīng)比較器IC1輸出的高電平使V3導通進行降柵壓，V2導通進行軟關斷。

圖9 綜合過流保護電路

圖10是應用檢測IGBT集電極電壓的過流保護原理，采用軟降柵壓、軟關斷及降低工作頻率保護技術的短路保護電路。

圖10

正常工作狀態(tài)，驅(qū)動輸入信號為低電平時，光耦IC4不導通，V1，V3導通，輸出負驅(qū)動電壓。驅(qū)動輸入信號為高電平時，光耦IC4導通，V1截止而V2導通，輸出正驅(qū)動電壓，功率開關管V4工作在正常開關狀態(tài)。發(fā)生短路故障時，IGBT集電極電壓增大，由于Vce增大，比較器IC1輸出高電平，V5導通，IGBT實現(xiàn)軟降柵壓，降柵壓幅度由穩(wěn)壓管VD2決定，軟降柵壓時間由R6C1形成2μs。同時IC1輸出的高電平經(jīng)R7對C2進行充電，當C2上電壓達到穩(wěn)壓管VD4的擊穿電壓時，V6導通并由R9C3形成約3μs的軟關斷柵壓，軟降柵壓至軟關斷柵壓的延遲時間由時間常數(shù)R7C2決定，通常選取在5～15μs。V5導通時，V7經(jīng)C4R10電路流過基極電流而導通約20μs，在降柵壓保護后將輸入驅(qū)動信號閉鎖一段時間，不再響應輸入端的關斷信號，以避免在故障狀態(tài)下形成硬關斷過電壓，使驅(qū)動電路在故障存在的情況下能執(zhí)行一個完整的降柵壓和軟關斷保護過程。

V7導通時，光耦IC5導通，時基電路IC2的觸發(fā)腳2獲得負觸發(fā)信號，555輸出腳3輸出高電平，V9導通，IC3被封鎖，封鎖時間由定時元件R15C5決定（約1.2s），使工作頻率降至1Hz以下，驅(qū)動器的輸出信號將工作在所謂的“打嗝”狀態(tài)，避免了發(fā)生短路故障后仍工作在原來的頻率下，連續(xù)進行短路保護導致熱積累而造成IGBT損壞。只要故障消失，電路又能恢復到正常工作狀態(tài)。

最簡單的短路保護電路圖（五）

在某些直流/直流轉(zhuǎn)換器中，芯片上的逐周期限流措施在短路期間可能不足以防止故障發(fā)生。一個非同步升壓轉(zhuǎn)換器可通過電感器和箝位二極管來提供一條從輸入端到短路處的直接通路。當負載存在短路時，不管集成電路中限流保護功能如何，流過負載通路的極大電流可能會損壞箝位二極管、電感器和集成電路。在一個 SEPIC（單端初級電感變換器）電路中，耦合電容會中斷這條道路。因此，當負載存在短路時，也就不存在電流從輸入端流到輸出端的直接通路。但是，如果所要求的最短導通時間比專用負載周期還短，則電感器電流和開關電流就會迅速增大，造成集成電路故障、輸入端過載，或兩種情況兼而有之。甚至在某些降壓穩(wěn)壓器中，負載周期的種種限制有時也會使開關導通時間過長，以致無法在輸出短路時保持控制，特別是在極高頻率集成電路的輸入電壓非常高的時候。使用單個晶體管方法，可以在負載過載或短路致使電感電流開始失控時，將 VC 腳（誤差放大器的輸出端）電壓下拉，這樣就可以防止 SEPIC 電路發(fā)生短路故障（圖 1）。

下拉 VC 引腳電壓可迫使集成電路停止開關功能，跳過最短導通時間開關周期，使每個電感器中的電流下降。在短路期間，L1 中的峰值電流（因開關周期數(shù)有限而降低）與 L2 中的峰值電流之和等于開關的峰值電流，即低于 LT1961EMS8E 的1.5A 極限值。

最簡單的短路保護電路圖（六）

高可靠性短路保護電路的實現(xiàn)電路如圖1所示，其中VMP是線性穩(wěn)壓器的功率MOS管，R1、R2為穩(wěn)壓器的反饋電阻;VMO和VMP管是電流鏡電路，VMO管以一定的比例復制功率管的電流，通過電阻R4轉(zhuǎn)化為檢測電壓;晶體管VM1完成電平移位功能，最后接入由VM8～VM12等MOS管組成的比較器的正輸入端（Vinp），比較器的負輸入端（Vinm）與輸出端（0UT）相連;VM13、VM14組成二極管連接形式為負載的共源級放大電路;VM14和VMp1構成電流鏡電路;晶體管VMp1完成對功率管VMP的開關控制，正常工作時，VMp1的柵級電位（Vcon）為高電平，不會影響系統(tǒng)的正常工作，短路發(fā)生時，Vcon將為低電平，使功率管關斷。

工作原理的定性分析

當短路發(fā)生時，比較器的負輸入端電位（Vinm）為0 V;同時VM1管將導通，因此比較器的正輸入端電位大于0 V，最終比較器的輸出節(jié)點電位（Vcom）為高電平，在MOS管VM13、VM14作用下，控制信號Vcon將為低電平，最終VMP管的柵極電壓將升高，進而關斷P功率管，實現(xiàn)短路保護。

實現(xiàn)短路保護后，VM1管將關斷;VM3和VM4組成電流鏡，晶體管VM2的作用是保證電路在短路期間（VM1管關斷），比較器正輸入端的電壓始終高于比較器的負輸入端電壓（即使系統(tǒng)存在地平面噪聲），從而使Vcon電壓始終為低電平，確保電路在短路發(fā)生期間始終都能關斷P功率管，實現(xiàn)保護電路的高可靠性。

同時當短路發(fā)生時（即Vcon信號為低電平），VM7管正常工作，VM5管將導通，有一定的電流流向0UT端;因此一旦短路消除（即0UT端接有負載電阻），VM5管將對負載電容和負載電阻組成的并聯(lián)RC網(wǎng)絡充電，0UT端電壓升高，Vcon信號將變?yōu)楦唠娖剑�電路自動恢復正常狀態(tài)。