摘要: 功率變壓器開關電源中非常重要的部件，它和普通電源變壓器一樣也是通過磁耦合來傳輸能量的。不過在種功率變壓器中實現磁耦合的磁路不是普通變壓器中的硅鋼片，而是在高頻情況下工作的磁導率較高的鐵氧體磁心或鈹莫合金等磁性材料，其目的是為了獲得較大的勵磁電感、減小磁路中的功率損耗，使之能以最小的損耗和相位失真?zhèn)鬏斁哂袑掝l帶的脈沖能量。

新聞摘要:1開關電源功率變壓器的特性功率變壓器是開關電源中非常重要的部件，它和普通電源變壓器一樣也是通過磁耦合來傳輸能量的。不過在這種功率變壓器中實現磁耦合的磁路不是普通變壓器中的硅鋼片，而是在高頻情況下工作的磁導率較高的鐵氧體磁心或鈹莫合金等磁性材料，其目的是為了獲得較大的勵磁電感、減小磁路中的功率損耗，使
1開關電源功率變壓器的特性
     功率變壓器開關電源中非常重要的部件，它和普通電源變壓器一樣也是通過磁耦合來傳輸能量的。不過在種功率變壓器中實現磁耦合的磁路不是普通變壓器中的硅鋼片，而是在高頻情況下工作的磁導率較高的鐵氧體磁心或鈹莫合金等磁性材料，其目的是為了獲得較大的勵磁電感、減小磁路中的功率損耗，使之能以最小的損耗和相位失真?zhèn)鬏斁哂袑掝l帶的脈沖能量。

    圖1（a）為加在脈沖變壓器輸入端的矩形脈沖波，圖1（b）為輸出端得到的輸出波形，可以看出脈沖變壓器帶來的波形失真主要有以下幾個方面：

圖1脈沖變壓器輸入、輸出波形
（a）輸入波形（b）輸出波形
（1）上升沿和下降沿變得傾斜，即存在上升時間和下降時間；
（2）上升過程的末了時刻，有上沖，甚至出現振蕩現象；
（3）下降過程的末了時刻，有下沖，也可能出現振蕩波形；
（4）平頂部分是逐漸降落的。
　　這些失真反映了實際脈沖變壓器和理想變壓器的差別，考慮到各種因素對波形的影響，可以得到如圖2所示的脈沖變壓器等效電路。
圖中：Rsi——信號源Ui的內阻
Rp——一次繞組的電阻
Rm——磁心損耗（對鐵氧體磁心，可以忽略）
T——理想變壓器
Rso——二次繞組的電阻
RL——負載電阻
C1、C2——一次和二次繞組的等效分布電容
Lin、Lis——一次和二次繞組的漏感
Lm1——一次繞組電感，也叫勵磁電感
n——理想變壓器的匝數比，n=N1/N2

圖2脈沖變壓器的等效電路
     將圖2所示電路的二次回路折合到一次，做近似處理，合并某些數，可得圖3所示電路，漏感Li包括Lin和Lis，總分布電容C包括C1和C2；總電阻RS包括Rsi、RP和Rso；Lm1是勵磁電感，和前述的Lm1相同；RL′是RL等效到一次側的阻值，RL′=RL/n2,折合后的輸出電壓U′o=Uo/n。
     經過這樣處理后，等效電路中只有5個元件，但在脈沖作用的各段時間內，每個元件并不都是同時起主要作用，我們知道任何一個脈沖波形可以分解成基波與許多諧波的疊加。脈沖的上升沿和下降沿包含著各種高頻分量，而脈沖的平頂部分包含著各種低頻分量。因此在上升、下降和平頂過程中，各元件（L、C等）表現出來的阻抗也不一樣，因此我們把這一過程分成幾個階段來分析，分別找出各階段起主要作用的元件，而忽略次要的因素。例如，當輸入信號為矩形脈沖時，可以分3個階段來分析，即上升階段、平頂階段和下降階段。
（1）上升階段
　　對于通常的正脈沖而言，上升階段即脈沖前沿，信號中包含豐富的高頻成分，當高頻分量通過脈沖變壓器時，在圖3所示的等效電路中，C的容抗1/ωC很小，而Lm1的感抗ωLm1很大，相比起來，可將Lm1的作用忽略，而在串聯的支路中，Li的作用即較為顯著。于是可以把圖3所示的等效電路簡化成圖4所示的等效電路。

圖3圖2的等效電路       圖4圖3的簡化電路
　　在這個電路中，頻率越高，ωLi越大，而1/ωC越小，因而高頻信號大多降在Li上，輸出的高頻分量就減少了，可見輸入信號Usm前沿中所包含的高頻分量就不能完全傳輸到輸出端，頻率越高的成分到達輸出端越小，結果在輸出端得到的波形前沿就和輸入波形不同，即產生了失真。
　　要想減小這種波形失真，就要盡量減小分布電容C（應減小變壓器一次繞組的匝數）。但又要得到一定的繞組電感量，所以需要用高磁導率的磁心。在繞制上也可以采取一些措施來減小分布電容，例如用分段繞法；為了減小漏感L1，可采用一、二次繞組交疊繞法等。
（2）平頂階段
　　脈沖的平頂包含著各種低頻分量。在低頻情況下，并聯在輸出端的3個元件中，電容C的容抗1/ωC很大，因此電容C可以忽略。同時在串聯支路中，Li的感抗ωLi很小，也可以略去。所以又可以把圖3電路簡化為圖5所示的低頻等效電路。信號源也可以等效成電動勢為Usm的直流電源。
　　這里可用下述公式表達
U′o=(UsmRL′)e－T/τ/(Rs＋RL′)
τ=Lm1(Rs＋RL′)RsRL′
　　可見U′o為一下降的指數波形，其下降速度決定于時間常數τ,τ越大，下降越慢，即波形失真越小。為此，應盡量加大Lm1，而減小Rs和RL′,但這是有限的。如果Lm1太大，必然使繞組的匝數很多，這將導致繞組分布電容加大，致使脈沖上升沿變壞。

圖5圖3的低頻等效電路           圖6脈沖下降階段的等效電路
（3）下降階段
     下降階段的信號源相當于直流電源Usm串聯的開關S由閉合到斷開的階段，它與上升階段雖然是相對的過程，但有兩個不同；一是電感Lm1中有勵磁電流，并開始釋放，因此Lm1不能略去；二是開關S斷開后，Rs便不起作用，由此得出下降階段的等效電路，見圖6。
     一般來說，在脈沖變壓器平頂階段以后，Lm1中存儲了比較大的磁能，因此在開關斷開后，會出現劇烈的振蕩，并產生很大的下沖。為了消除下沖往往采用阻尼措施。
2功率變壓器的參數及公式
2.1變壓器的基本參數
　　在磁路中，磁通集中的程度，稱為磁通密度或磁感應強度，用B表示，單位是特斯拉（T），通常仍用高斯（GS）單位，1T=104GS。另一方面，產生磁通的磁力稱為磁場強度，用符號H表示，單位是A/m
H=0.4πNI/li
式中：N——繞組匝數
I——電流強度
li——磁路度
磁性材料的磁滯回線表示磁性材料被完全磁化和完全去磁化這一過程的磁特性變化。圖7為一典型的磁化曲線。
由坐標0點到a點這段曲線稱起始磁化曲線。
曲線中的一些關鍵點是十分重要的，BS：飽和磁通密度，Br：剩磁，HC：矯頑磁力。
當Br越接近于BS值時，磁滯曲線的形狀越接近于矩形，見圖8（a），同時矯頑磁力HC越大時，磁滯曲線越寬，這表明這種磁性材料的磁化特性越硬，表明這種材料為硬磁性材料。當Br和BS相差越大，矯頑磁力HC越小時，即磁滯曲線越瘦，表明這種材料為軟磁性材料，脈沖變壓器的磁心材料應選用軟磁性材料，見圖8（b）。

圖7不帶氣隙的磁滯回線     圖8硬/軟磁性材料和磁滯回線

（a）硬磁材料      (b)軟磁材料
     如果在磁心中開一個氣隙，將建立起一個有氣隙的磁路，它會改變磁路的有效長度。因為空氣隙的磁導率為1，所以有效磁路長度le為
le=li＋μilg
式中：li——磁性材料中的磁路長度
lg——空氣隙的磁路長度
μi——磁性材料的磁導率
對一個給定安匝數，有空氣隙磁心的磁通密度要比沒有空氣隙的磁通密度小。
2.2設計變壓器的基本公式
為了確保變壓器在磁化曲線的線性區(qū)工作，可用下式計算最大磁通密度（單位：T）
Bm=(Up×104)/KfNpSc
式中：Up——變壓器一次繞組上所加電壓（V）
f——脈沖變壓器工作頻率（Hz)
Np——變壓器一次繞組匝數（匝）
Sc——磁心有效截面積（cm2）
K——系數，對正弦波為4.44,對矩形波為4.0
一般情況下，開關電源變壓器的Bm值應選在比飽和磁通密度Bs低一些。
變壓器輸出功率可由下式計算（單位：W）
Po=1.16BmfjScSo×10－5
式中：j——導線電流密度（A/mm2）
Sc——磁心的有效截面積（cm2)
So——磁心的窗口面積（cm2）
3對功率變壓器的要求
（1）漏感要小
     圖9是雙極性電路（半橋、全橋及推挽等）典型的電壓、電流波形，變壓器漏感儲能引起的電壓尖峰是功率開關管損壞的原因之一。

圖9雙極性功率變換器波形
     功率開關管關斷時電壓尖峰的大小和集電極電路配置、電路關斷條件以及漏感大小等因素有關，僅就變壓器而言，減小漏感是十分重要的。
（2）避免瞬態(tài)飽和
     一般工頻電源變壓器的工作磁通密度設計在B－H曲線接近拐點處，因而在通電瞬間由于變壓器磁心的嚴重飽和而產生極大的浪涌電流。它衰減得很快，持續(xù)時間一般只有幾個周期。對于脈沖變壓器而言如果工作磁通密度選擇較大，在通電瞬間就會發(fā)生磁飽和。由于脈沖變壓器和功率開關管直接相連并加有較高的電壓，脈沖變壓器的飽和，即使是很短的幾個周期，也會導致功率開關管的損壞，這是不允許的。所以一般在控制電路中都有軟啟動電路來解決這個問題。
（3）要考慮溫度影響
     開關電源的工作頻率較高，要求磁心材料在工作頻率下的功率損耗應盡可能小，隨著工作溫度的升高，飽和磁通密度的降低應盡量小。在設計和選用磁心材料時，除了關心其飽和磁通密度、損耗等常規(guī)參數外，還要特別注意它的溫度特性。一般應按實際的工作溫度來選擇磁通密度的大小，一般鐵氧體磁心的Bm值易受溫度影響，按開關電源工作環(huán)境溫度為40℃考慮，磁心溫度可達60～80℃，一般選擇Bm=0.2～0.4T，即2000～4000GS。
（4）合理進行結構設計
　　從結構上看，有下列幾個因素應當給予考慮：
漏磁要小，減小繞組的漏感；
便于繞制，引出線及變壓器安裝要方便，以利于生產和維護；
便于散熱。